《GaN-Based Bi-Directional 7.2kW OBC with 10kW/L Power Density and High Efficiency》。
以下是根据论文整理的主要内容。
一、前言
本文以氮化镓为主要功率器件，PFC采用交错并联式拓扑，隔离DC/DC 采用双有源桥（DAB）拓扑。原型机可实现高达10kW/L 的功率密度和97.8% 的峰值效率。在宽功率范围内，功率因数超过 0.99，总谐波失真（THD）低于 4% 。
车载充电机在电动汽车（EV）的发展中起着至关重要的作用，其性能将影响充电时间和电池寿命。车载充电机（OBC）需要在效率、可靠性、紧凑性和成本效益之间取得平衡。将氮化镓（GaN）技术集成到车载充电机设计中，将能实现更小的体积、更高的效率和更大的功率密度。基于氮化镓的车载充电器不仅性能优异，还更加优化双向拓扑结构，将其用途从单纯的电池充电扩展到包括电网支持和交流负载供电，也能提高其放电的效率。
当前OBC的发展已经到了极限时刻，要实现更高的功率密度、更小的体积等，需要采取多种措施，包括采用集成宽禁带（WBG）半导体、创新的电路拓扑结构以及先进的封装技术。车载充电器（OBC）设计中的五大主要挑战——功率等级、功率密度、效率、双向性以及电压等级（400V/800V）——正通过宽禁带器件的关键作用得到逐渐解决。
二、OBC的架构与控制
车载充电器（OBC）的结构及其交直流（AC/DC）和直流直流（DC/DC）拓扑结构如图1所示，包括集成的图腾柱功率因数校正（PFC）级和隔离式直流-直流双有源桥（DAB）转换器。
图1. 单相双向车载充电器（OBC）的结构与控制
这是适用于400V电动汽车、采用氮化镓（GaN）器件的高功率密度交错式功率因数校正（PFC）设计，该设计是两级双向车载充电器（OBC）的一部分。根据热测试，所提出的设计在逆变器模式和整流器模式下均可支持7.2kW功率，使功率因数校正（PFC）级实现了14kW/L的功率密度。该交错式PFC设计为工作在120kHz的连续导通模式（CCM），总纹波电流最大为20%，输出电压为385V，输入交流电压有效值范围为85V至265V。
车载充电器（OBC）的第二级集成了适用于电动汽车车载充电器、采用顶部冷却氮化镓（GaN）技术的高功率密度隔离式直流-直流转换器。所集成的双有源桥（DAB）设计具有极高的性能，功率密度达37kW/L，峰值效率高达98.8%。其主要特点包括宽范围输出能力、变频控制和高频变压器设计。该双有源桥（DAB）级的原边电压范围为350V至440V，副边电压范围为250V至450V。
图1展示了交错式功率因数校正器（PFC）以及隔离式双有源桥（DAB）转换器的传感与控制电路。各相电流和变压器电流通过带宽为1MHz的快速霍尔电流传感器进行测量。输入交流电压和输出直流电压也会被测量，用于控制和保护。
功率因数校正（PFC）控制器MCU对测量到的输入信号进行处理，并将控制信号发送至驱动芯片。交错式功率因数校正器得益于浪涌电流电路，可在启动时为输出电容提供平稳且安全的预充电。交流侧设置了电磁干扰（EMI）滤波器，以确保符合电磁干扰/电磁兼容（EMI/EMC）标准。
三、PFC设计
对于两相交错式PFC，A相的开关与B相的开关相差180度。这种移相开关方式会显著降低纹波电流，从而大幅降低电磁干扰（EMI）滤波器的需求，并减小电感器的尺寸。
设计升压式PFC的电感器时，第一步是限制最大电流纹波。纹波电流越小，从电网注入的电流谐波就越少。但是，纹波电流、电感值和开关频率之间需要进行平衡。
对于两相交错式PFC，其电感值基于最大电感纹波电流推导得出，如下所示：
（1）
基于交错式和非交错式功率因数校正器（PFC）的计算电感值，下面进行数学分析和基础分析，以估算电感的尺寸和体积。
(2)
(3)
式中，L为电感值，N为匝数，μ为磁芯磁导率，( )为磁芯截面积，( )为磁芯平均磁路长度，( )为峰值电流，( )为饱和磁通密度。
对于任意选定的磁芯材料，我们都有一个固定值，如下所示：
（4）
因此，( ) 可评估为一个固定的 ( ) 值，如下所示：
考虑到绕组面积，有如下关系： (6)
式中，( )为所选导线的截面积，( )为绕组系数，因此：
(7)
(8)
根据上述方程，我们可以得出，对于两相交错式电感器和非交错式电感器，有：
因此，从理论上讲，两个交错式电感器的总尺寸是非交错电感器总尺寸的一半。交错式解决方案的另一优势在于，市场上有更多小尺寸磁芯可供选择，这为设计提供了更大的灵活性。
基于上述理论分析，图2展示了一些基于市场上可获得的环形磁芯的实际设计，包括适用于67kHz和120kHz开关频率的非交错式电感器设计，以及适用于120kHz开关频率的交错式电感器设计
图2. 不同技术的功率因数校正（PFC）电感器尺寸对比
3.1 、功率因数校正（PFC）电感损耗分析
假设使用相同的磁芯材料( )）和相同的匝数（( ） 对于交错式和非交错式电感器，我们有：
(10)
(11)
因此，
(12)
(13)
额定功率相同的情况下，交错式功率因数校正（PFC）电感的传导损耗为非交错式的一半。此外，交错式电感的总体积为非交错式的一半，这使得在相同频率下其磁芯损耗也为非交错式的一半。然而，我们需要考虑交错式电感中更高的峰峰值磁通密度，这几乎会导致两者的总磁芯损耗相同。
我们将提出的交错式电感的详细信息如表1和图3所示。为改善热性能并降低铜损耗，采用了EELP（锰锌）铁氧体磁芯和利兹线。
表1. 功率因数校正（PFC）电感设计详细数据
图3. 交错式电感设计
基于开关节点电压和电感电流波形，设计了具有相应共模和差模阻抗的EMI滤波器（如图4所示），以满足EMI/EMC合规性要求。
图4、EMI滤波
四、DAB设计
设计双有源桥（DAB）变换器时，最具挑战性且关键的起点是设计高频变压器。磁化电感( )和峰值磁通密度( )可通过以下公式确定：
(13）
(14)
式中，(N)为变压器原边匝数，( )为磁芯磁导率，( )为磁芯截面积，( )为磁芯长度，( )为峰值磁化电流，其计算公式为：
(15)
( )为直流输入电压，( )为开关周期，( )为开关频率。 为避免磁芯饱和及高损耗，峰值磁通密度 Bp被限制在 200mT。最小开关频率满足所需的计算如下：
（ ） （16）
更大的变压器尺寸，可实现更低的最小开关频率 。
选择 EELP（锰锌） 磁芯是因其具备更高的功率密度能力和有效的散热性能。采用三个 EELP 38/8/25 磁芯并联，以增大磁芯面积。在匝数比为 1:1 的情况下，平面变压器的匝数设定为 8:8。最小开关频率计算如下
(17)
针对绕组面积和 0.6 的绕组系数，选用美国线规（AWG）15 号利兹线，其直流电阻为 25 毫欧。
计算漏感以满足满载条件下的功率传输要求。在选定满载开关频率为 150kHz 、最恶劣工况电池电压为 440V 的情况下，确定漏感为 5 微亨。
五、OBC控制设计
5.1、PFC控制设计
闭环数字控制设计基于 120kHz 的电流环（快环）采样频率和 12 kHz 的电压环（慢环）采样频率。电流环控制器设计用于实现 8kHz 的快环带宽（每个电流反馈环具有50度的相位裕度）。电压环控制器利用过零电压控制（ZCVC）方法，为慢环（电压反馈环）实现超高动态响应和近零电压漂移，且具备60度的相位裕度。ZCVC 在每次过零检测（ZVCD）时仅有效作用于电压补偿器环路，以便在每个半电网周期内为电流控制器环路提供纯正弦参考电流。
5.2、 DAB控制
双有源桥（DAB）控制算法可在可变开关频率、可变输入电压以及移相控制的情况下，支持恒流（CC）、恒功率（CP）和恒压（CV）运行模式 。
双有源桥（DAB）变换器包含三个环路：一个用于调节输出功率的超快速环路、一个通过调整开关频率来补偿不可避免的原边电压振荡的快速环路，以及一个为实现高效运行而调整功率因数校正（PFC）输出参考电压的慢速环路。
OBC中，电流控制器和电压控制器均采用一阶数字补偿器的通用形式：
六、OBC的保护与安全
OBC包含多项安全功能，以确保其在各种工况下都能可靠运行。这些功能分为基于硬件的保护和MCU监控的安全防护两类。
6.1、硬件保护
A、自动输出电容放电：
断电时会自动对输出电容进行放电，在 90 秒内将母线电压降至50V以下。
B、温度监控：
持续监测PCB板和变压器的温度，若温度超过 110° 则自动关机。
C、快熟模拟保护：
采用高速比较器检测故障，并将OBC锁定在安全状态。
D、电压和电流保护：
监测电感和变压器中的峰值电流以及直流母线电压，若超过限值则触发关机。
E、输出电流保护：
若输出电流超过额定值的 120% 且持续时间超过 1 毫秒，则会关机。
6.2、MCU保护
A、输入电压监测：
若输入电压超出 85V-265V RMS ，OBC将关机。
B、电感电流监测：
若电流不平衡度超过 10%，或电流超过额定值的 1.2 倍，则关机
C、输出电压与电流监控：
若输出电压超过额定值的 110%，或输出电流超过额定值的 120%，则关机。
七、OBC原理样机
车载充电器（OBC）硬件如图5所示，其包含交错式PFC、水冷冷板以及隔离式 DC-DC 变换器。电感和双有源桥（DAB）变压器基于 EELP 铁氧体磁芯设计，并采用利兹线，以满足高功率密度要求。采用英飞凌GaN器件GS-065-060-5-B-A 和IPT60R028G7 MOSFET 分别用于两个交错式高频桥臂（S1-S4）和工频桥臂（S5、S6）。此外，为提高轻载效率，还考虑了相 Shedding 技术。DAB 级采用顶部散热的氮化镓高电子迁移率晶体管（HEMT）器件（S7-S14），以高效实现所需的高开关频率，并具备良好的热性能。
图5、7.2kW 双向车载充电器（OBC）硬件
八、OBC热模型
图6中所提出的车载充电器（OBC）的热电路模型说明了功率因数校正（PFC）级和双有源桥（DAB）级的热动力学。该模型考虑了各种功率损耗，包括来自DAB开关、DAB变压器、PFC高频开关、PFC低频开关和PFC电感的损耗。此外，它还纳入了诸如开关的结 - 壳热阻以及热界面材料（TIMs）的热阻等热阻。该模型也考虑了这些组件的热电容，这会影响瞬态热行为。此外，它还纳入了散热器的热阻和热电容，散热器在散热方面起着关键作用。该模型设计为与液体冷却系统配合运行，其中冷水温度是影响车载充电器整体热性能的关键参数。通过整合这些元素，热模型详细呈现了热量在充电器内的产生、传递和管理方式，有助于优化其热管理系统。
图 6. 7.2kW车载充电器的热电路模型
九、试验结果
7.2kW 车载充电机（OBC）样机已在充电和放电两种模式下进行了测试验证。图 7 和图 8 分别展示了在额定输入和输出电压条件下，半载充电模式和满载放电模式下交错式功率因数校正（PFC）的测试波形。
功率因数校正（PFC）波形包括交错电感电流、交流电网电流、交流电压以及输出 / 开关电压 。
图7. 整流/充电模式下的半功率（3.6kW）功率因数校正（PFC）测试结果
图8. 逆变器/放电模式下的额定功率（7.2kW）功率因数校正（PFC）测试结果
图 1 中所提出的车载充电机（OBC）控制方案可在恒流（CC）、恒功率（CP）和恒压（CV）模式下运行。引入突发模式（Burst mode）是为了进一步扩大双有源桥（DAB）的全零电压开关（ZVS）范围，即便在极轻载条件下也能实现。
图 9 和图 10 分别展示了采用所提出的车载充电机（OBC）控制方案时，轻载放电模式和满载充电模式下直流 - 直流（双有源桥，DAB）级的测试波形。图 11 则展示了在极轻载条件下突发模式的激活状态，以此维持全零电压开关（ZVS）和高效率。
图 9. 车载充电机（OBC）控制器（350kHz）时，放电模式下 2.2kW 功率的双有源桥（DAB）测试结果
图 10. 车载充电机（OBC）方案在充电模式下的额定功率（7kW）双有源桥（DAB）测试结果
图 11. 车载充电机（OBC）0.8kW 突发充电模式下的双有源桥（DAB）测试结果
图 12给出了样机在充电模式下的整体效率结果。紫色曲线代表 400V电动汽车充电机的典型充电曲线。
图 12. OBC充电模式下7.2 千瓦车载充电器效率测试结果
十、结论
这一款7.2千瓦双向车载充电器（OBC），其功率密度高达10千瓦/升，峰值效率为97.8%。通过采用氮化镓（GaN）技术，与最先进的解决方案相比，该设计在尺寸和损耗方面有明显优势。
交错式PFC以120千赫兹的频率运行，确保了高功率因数和低总谐波失真（THD）；而双有源桥（DAB）则实现了37千瓦/升的超高功率密度，峰值效率达98.8%。实验结果验证了该车载充电器（OBC）在充电和放电模式下的性能，体现出其可靠性和多功能性。此设计为车载充电器树立了新的标杆，通过提供更高的效率、更紧凑的结构和双向功能，为电动汽车充电解决方案的发展做出了重要贡献。
数据来源：《GaN-Based Bi-Directional 7.2kW OBC with 10kW/L Power Density and High Efficiency》
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